带饱和电感的移相全桥PWM变换器软开关分析

２００４年１月　博客地址：http://stargon.blog.dianyuan.com

重庆大学学报　Ｊａｎ．２００４　第２７卷第１期　电子信箱：stargon_zhang@126.com

Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　Ｃｈｏｎｇｑｉｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　Ｖ０１．２７　Ｎｏ．１　文章编号：１ ０００—５８２Ｘ（２００４）０１－００５３—０５　带饱和电感的移相全桥ＰＷＭ变换器软开关分析　杜　军　，周雒维　，陆治国　（１．重庆交通学院机电学院，重庆４０００６７；２．重庆大学电气工程学院，重庆４０００３０）　摘要：带饱和电感的移相全桥零电压开关ＰＷＭ变换器与传统的移相全桥零电压开关ＰＷＭ变换　器相比，具有较宽的零电压开关负载范围，较小的循环能量和较小的占空比损失。在详细分析其工作原　理的基础上，着重对参数设计和滞后桥臂的死区时间设置进行了讨论，给出了设计方法，仿真结果证实　了理论分析的正确性。　关键词：零电压开关；谐振参数；死区时间；仿真；饱和电感；变换器　中图分类号：ＴＭ１３　文献标识码：Ａ　传统的移相控制全桥零电压开关ＰＷＭ直流一直　区时间设置，有必要对带饱和电感的移相控制全桥零　流变换器结合了零电压开关准谐振技术和传统ＰＷＭ　电压开关变换器的暂态工作过程进行详细分析，变换　技术两者的优点，工作频率固定，在高频大容量直流变　器的电路原理如图１所示。　换领域很有竞争力。但它的零电压开关实现是利用谐　振电感的能量对功率开关的输出电容进行放电，实现　零电压开关的负载范围很大程度上依赖谐振电感值。　在对轻载效率敏感的应用情况下，必须采用很大的谐　振电感以实现轻载时功率开关的零电压开关。但谐振　电感值越大，变换器运行时的循环能量越大，这就加大　了接触损耗和开关的电流、电压应力。另外，谐振电感　与二极管结电容作用产生严重的寄生振荡，增大了开　关损耗和开关噪声。文献［１］提出了用饱和电感代替　线性电感作谐振电感，电路其它部分保持不变，控制方　式还是移相控制，这样该带饱和电感的变换器具有更　图１　带饱和电感的移相全桥零电压开关ＰＷＭ变换器的电路原理　宽的零电压开关负载范围，更小的循环能量和更小的　图中，Ｄ。～Ｄ４分别是Ｑ。～Ｑ。的内部寄生二极　占空比损失，特别适用对轻载效率敏感的应用场合，其　管，Ｃ。～Ｃ。分别是Ｑ。～Ｑ。的寄生电容或外接电容。　原理电路如图１所示。文献［１］只是通过与传统型的　为饱和电流值为　的可饱和电感。每个桥臂的２个功　对比，说明了该变换器的优点。为了深人研究，笔者对　率管互补导通，２个桥臂的导通角相差一个相位，即移　带饱和电感的移相全桥零电压开关ＰＷＭ变换器的零　相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。Ｑ　、Ｑ。　电压开关实现参数设计及各桥臂死区时间设置进行了　分别超前于Ｑ，、Ｑ。一个相位，称Ｑ　、Ｑ。组成的桥臂为　详细分析。　超前桥臂，Ｑ，、Ｑ。组成的桥臂为滞后桥臂。　１带饱和电感的移相全桥零电压开关ＰｗＭ　变换器的工作波形如图２所示，在每半个周期中　直流一直流变换器的工作原理　有７种工作模式，为便于分析作如下假设：当变压器一　为了完成对零电压开关实现参数的最佳设计及死　次侧电流　小于，ｃ，饱和电感￡，未饱和时，其电感量　收稿日期：２００３—０９—１５　作者简介：杜军（１９６８一），女，重庆人，重庆交通学院讲师，硕士。从事电力电子与电力传动方向的研究。　维普资讯 http://www.cqvip.com 重庆大学学报　２００４盎　ｍ　啦∞＝萋ｋ　吣　Ｌ，ｏ，所储存的能量为　，。　；当电流　大于，ｃ，￡，进　入饱和状态，电感量为零，所储存的能量为　，。　。输　出滤波电感￡，足够大，可视为恒流源，０输出，且　。　，ｌ　＞　，ｃ；高频变压器初次级匝比为ｎ；忽略高频变压器漏感　和电容。所有器件均为理想器件。　　ＩＩ　ｌ　ｌ　ｆ　蝤　Ｉ广＝　‰　Ｊ　广　图４　模式２（ｔ１一ｔ２）　；　。　／ｌ　Ｉ—、　　广／　和变压器阻抗的作用下从Ｊ／凡迅速减小到，ｃ，饱和电　感￡，退出饱和状态。电感量　较大，又有　。　＝０，从而　／　＼　＼　／　＼　把初级电流钳位在　，次级二极管的电流变为ｉ口刖＝　：＼　　●ｌ　＼　厂———————＼　１　１　寺（，。＋，ｌ，ｃ），　。　＝÷（Ｉｏ一，ｌ　）。此时次级的２个二极　管同时导通，变压器初级电压　和次级电压均被钳位　图２　带饱和电感的移相全桥零电压　至零。初级进入环流阶段，与传统电路相比环流能量大　开关ＰＷＭ变换器的典型波形　为减少。　１）模式１（ｔｏ～ｔ　）：Ｑ　和Ｑ．导通，Ｄ　流过负载电　流，０。由于（１ｏ／ｎ）＞Ｉｃ时，￡，饱和，输入功率经过高频　变压器向负载传送，ｉ　：ｌｏ／ｎ。　图５模式３（ｔ２一ｔ３）和模式４（ｔ３一ｔ４）　４）模式４（ｔ。～ｔ．）：￡。时刻Ｑ　开通，由于Ｄ　导通　续流，Ｑ　两端电压被钳位至零，故Ｑ　为零电压开通，开　图３　模式１（ｔｏ—ｔ１）　通损耗为零。Ｑ　开通后并没有电流流过，初级电流仍　２）模式２（ｔ。～ｔ　）：￡。时刻Ｑ．关断，电容Ｃ．使Ｑ。　由Ｄ　导通续流。　零电压关断。由于死区时间‘撇（即从Ｑ．关断到Ｑ　导　５）模式５（ｔ．～ｔ　）：１．时刻Ｑ　关断，电容Ｃ，的作　通的时间）的存在，Ｑ　还未开通。此时，初级等效电感　用使Ｑ　的关断损耗同样显著减小。由于死区时间　为凡　，电感量相当大，饱和电感仍处于饱和状态，初　ｔ扪（即从Ｑ　关断到Ｑ。导通的时间）的存在，Ｑ。还未开　级电流仍近似为Ｉｏ／ｎ。该电流给Ｃ．充电，Ｃ　放电，Ｃ。、　通，电容Ｃ　、Ｃ。与　谐振。此时　，　ｃ　两端电压为　ｃ２（￡）＝　一　，　（￡）　ｃ３（￡）＝一　ｚ，ｓｉｎ（ｔｏ，￡）＋Ｅ　ａ（￡）＝　Ｚ，ｓｉｎ（ｔｏ，￡）　ｉ　（￡）＝ｌｃＣＯＳ（　，￡）　／／，ａｂ＝一　Ｚ，ｓｉｎ（ｔｏ，￡）　ｌｏ　１　１　，ｌ（ｃ２＋ｃ４）　寺（，。＋ｎｉ　）　ｉＤ砬：寺（，。一ｎｉ　）　３）模式３（ｔ２～ｔ３）：￡２时刻　ｃ２（ｔ）下降为零，Ｄ２导　１／［Ｌ　（ｃ　＋ｃ３）］　／２　ｚ，＝　＝＝７　通续流。由于　，处于饱和状态，初级电流在器件压降　当　ｚ，＜Ｅ时，Ⅱｄ（￡）≠０，不能实现Ｑ，的零电压　维普资讯 http://www.cqvip.com 第２７卷第１期　杜军等：带饱和电感的移相全桥ＰＷＭ变换器软开关分析　５５　６）模式６ｂ（ｔ５一ｔ６）：ｔ５时刻１１，ｃ３（ｔ）下降为零时，　Ｄ。导通续流，ｉ　＝Ｏ，此时，必须同时开通Ｑ。，否则，ｉ　过零后，Ｃ。会被充电，Ｑ。不能实现零电压开通。当ｉ　０时，Ｑ。、Ｑ：导通，仍然有１１，　＝一Ｅ，ｉ　反相增加，ｔ，　时刻反相增加到一　，Ｌ，进人饱和状态，电感量变为　零，初级电流突然下降到一Ｉｏ／ｎ，Ｄ　．截止，Ｄ　．导通，输　人功率又经过变压器向负载传送，开始下半个周期。　Ｑｌ　Ｉ—　ｑ　—ｊ　　ｊ　ｌｃ　个　Ｉａ　ｂ　ｉ　Ｅ　Ｉ　ｊｌ　　图６　模式５（ｔ４～ｔ５）　开通；当　ｚ，＞Ｅ时，１１，ｃ３（ｔ）在小于１／４谐振周期时为　［　零，实现Ｑ。的零电压开通；当，ｃｚ，＝Ｅ时，　（ｔ）在１／４　谐振周期时为零，实现Ｑ。的零电压开通。　下面分上述两种情况分析开关模式的变化：　首先，　ｚ，＞Ｅ时，１１，　（ｔ）在小于１／４谐振周期时　为零。　６）模式６ａ（ｔ５一ｔ６）：ｆ５时刻１１，ｃ３（ｔ）下降为零时，　图８模式７ａ（ｔ６～ｔ７）和模式６ｂ（ｔ５～ｔ　）　导通续流，ｉ　ｐｒｉ＞Ｏｏ此时，ｄｉ研／ｄｔ＝一（Ｅ／Ｌ　），ｉ　线　２　带饱和电感的移相全桥零电压开关ＰＷＭ　性减小，次级二极管Ｄ　．的电流也随之线性减小，Ｄ　，　变换器谐振参数选择　的电流随之线性增加，ｉ。Ｒ。＝÷（，０＋ｎｉ　），ｉ。　＝　在谐振电容Ｃ　，ＰＷＭ频率　已定的情况下，确定饱　和电感值　，饱和电感的电流值，ｃ，超前桥臂死区时　丢（，０一ｎ　）　间ｔ出：，滞后桥臂死区时间ｔｍ。　２．１　饱和电感值　，　，。由实现ＺＶＳ的最小负载电流，０　确定，，ｃ＝＿ａｏｍｉｎ　Ｉｔ，　（１）　由滞后桥臂谐振暂态分析，实现ＺＶＳ的最长谐振　时间为谐振周期的１／４，在最长谐振时间内谐振电感　的能量必须大于谐振电容充放电的能量。即　４ｆ一　（２）　１／２　Ｌ　＞１／２　（ｃｌ＋ｃ３）　）　（３）　１　Ｆ　Ｄ　式中　ｆ一＝ｌ－－－ａｒｃｓｉｎ　Ｌ＇ｍ　ａｘ　（４）　』ｅＬ　ｒ　图７　模式６ａ（ｔ５～ｔ６ｌ　表示最长谐振时间，　幡表示滞后桥臂谐振周期。　７）模式７ａ（ｔ　一ｔ　）：ｆ　时刻Ｑ。导通，此时由于Ｄ。　由公式（２）～（４）可得　的最小值　导通续流，Ｑ。是零电压开通（必须在ｉ　＞０时开通　２．２　超前桥臂死区时间ｔ越　Ｑ。）。当ｉＤｒｉ：０时，Ｄ：、Ｄ。截止，Ｑ。、Ｑ：导通，仍然有　该桥臂关断的器件在其等效并联电容被充电到电　Ｅ，ｉ　反相增加，ｔ　时刻反相增加到一，ｃ，Ｌ，进入饱　源电压以前，Ｃ：、Ｃ　与滤波电感Ｌｆ谐振（此时，饱和电　和状态，电感量变为零，初级电流突然下降到一Ｉｏ／ｎ，　感处于饱和状态，电感值为零，不参与谐振），由Ｌｆ的　Ｄ　截止，Ｄ　，导通，输入功率又经过变压器向负载传　储能提供Ｃ　、Ｃ　充放电所需能量。由于输出负载电流　送，开始下半个周期。　参与谐振，且ｎ　较大，这相当于变压器初级电流对　其次，，ｃｚ，＝Ｅ时，　ｃ３（ｔ）在等于１／４谐振周期时　Ｃ：、Ｃ　进行恒流充放电，因此，这一阶段时间很短，Ｑ　、　为零。．　Ｑ　很容易实现ＺＶＳ。完成谐振时间为：　维普资讯 http://www.cqvip.com ５６　重庆大学学报　２００４年　ｌｏＥ·（Ｃ２＋Ｃ４）　‘ｄ４２一　，　３　仿真验证　为了证实以上的分析，对谐振参数、死区时间设置　（５）　所以，超前桥臂死区时间：　≥　进行仿真研究，利用Ｓａｂｅｒ软件仿真。　仿真参数：设变换器输入电压变化范围为１７９～　３５８　Ｖ（按２２０４ｒ２ｖ土ｉ．２１０５％计算），输出电流４０　Ａ，输出电　２．３　滞后桥臂死区时问ｔ　。　滞后桥臂通断转换死区时间ｔ　。如图９所示。从上　述对变换器暂态分析知道，ｔ．时刻滞后桥臂Ｑ　进行通　断转换，　（ｔ．）＝Ｉｃ。　ｐｆｉ通过Ｃ　、Ｃ。和　发生谐振，　变压器次级被短路。当Ｈａ谐振到等于电源电压的同　时，ｕａ＝０，Ｄ。钳位导通，谐振结束。此时，如果Ｅ＜　，ｃｚ，，则　州＞０，如果不立刻开通Ｑ３，则　ｐｆｉ经Ｄ２一Ｅ—　Ｄ，续流，￡ｐｆｉ以ＥｌＬ，０速率迅速下降，到某一时刻，　一下　压（Ｖ　）５　。饱和电感值以实现ＺＶＳ的最小负载电流　ｌｏｍｉｎ（４ｏ×６５％＝２６　Ａ）确定，其值为ｌｃ＝２６／１６＝１．　６２５　Ａ（取变压器原副边绕组匝比为，ｌ＝１６），由公式　（２）～（４）计算出饱和电感值为５７　ｕＨ，由公式（６）一　（９）计算出滞后桥臂死区时间范围：Ｏ．１９６　ＵＳ≤ｔｍ≤　０．３３９　２　ＵＳ，由公式（５）计算出超前桥臂死区时间￡撇　≥０．１４　ＵＳ。即在上述范围内选择滞后桥臂和超前桥臂　降为零。为使Ｑ。实现ＺＶＳ，应当在谐振结束到ｉ　下降　为零时间内开通Ｑ。。如果在　。　过零后开通Ｑ。，此时，　Ｃ。已被充电，使Ｑ。不能实现ＺＶＳ。如果Ｅ＝，ｃｚ，，谐振　结束时，　。　＝０，谐振时间刚好为１／４谐振周期，必须　在谐振结束同时开通Ｑ。才能保证实现ＺＶＳ。很显然，　死区时间，能够在要求的输入电压和输出电流变化范　围内使变换器的开关器件均工作在ＺＶＳ状态。输入电　压取最大值Ｅ　；３５８　Ｖ，功率开关频率１００　ｋＨｚ，滤波　电感Ｌｆ０．８　ｍＨ，滤波电容Ｃ，３　０００　ｕＦ，超前桥臂死区　时间设为￡　＝０．１４　ｓ，图ｌＯ给出在不同的滞后桥臂　死区时间值时，滞后桥臂的零电压开关情况，图１　ｌ给　出实现零电压开关时高频变压器一二次侧电压、电流　波形。　电源电压、谐振电路参数、饱和电感电流值均对滞后桥　臂死区时间有影响。希望在要求的电源电压和负载电　流变化范围内，死区时间能够保证Ｑ　、Ｑ，的ＺＶＳ。满足　要求的死区时间范围由式（６）～（９）确定。　ｉ巨薹　三三三主主　ｚ，ｓｉｎ（ｍ／）　ｓ。Ⅲ震　Ｅ三至三三三至　————————————÷＿———————————————————————————————　ｍ：№　罨Ｌ三三　毒［三三　ｉｉｉ置证三三　董　＿｜　■　三三Ｉ　Ｌ———————————÷——————————————————÷－—————————　ｍｌ＿　图９　滞后桥臂通断转换死区时间　衙后轿臂夕匕区时１日Ｊ　ｔｄ１３　ｔ５口一ｔ４＜ｔ　３＜ｍｉｎ（ｔ　５＾一ｔ４，ｔ　５口一ｔ４）　（６）　＝　ｒｃｓｉｎ　（７）　（８）　（９）　（ｃ）Ｅ＝３５８　Ｖ　ｔｍ３＝０．１８　ｕｓ　ｔｔｔｔｓｅ　ｓａ一　＝－ａ１　ｒｃｓｉｎ蔑＋　∞ｒ　笼＋』ｃ　ｒ　　＝　ｓｉｎ图ｌＯ　滞后桥臂死区时间值不同时功率开关的开关情况　维普资讯 http://www.cqvip.com 第２７卷第１期　杜军等：带饱和电感的移相全桥ＰＷＭ变换器软开关分析　５７　图ｌ０的仿真结果表明，当ｔⅢ＝０．２５　ＵＳ时，滞后　后桥臂谐振所需的能量条件和时间条件确定。　桥臂开关管实现了ＺＶＳ。当ｔｄｌ３＝０．３５　ＵＳ时，超过了计　２）死区时间对变换器的ＺＶＳ状态有影响，死区时　算出的死区时间范围，滞后桥臂开关管的漏源电压出　间的选择应当根据设计要求，由式（６）～（９）确定滞后　现畸变，也没有实现ＺＶＳ。这是由于在滞后桥臂开关管　桥臂死区时间值，以实现变换器功率开关的ＺＶＳ。　开通前，Ｃ。，Ｃ，分别被再次充电引起的。当ｔｍ＝０．１８　ＵＳ，　小于死区时间范围，没有实现开关管的ＺＶＳ，这是由于　参考文献：　开关管开通时，谐振未完成，其漏源电压未下降到零。　［Ｉ］ＧＵＩＣＨＡＯ　ＨＵＡ，ＦＲＥＤ　Ｃ—Ｉ．ＥＥ，ＭＩＬＡＮ　Ｍ．Ａｎ　Ｉｍｐｒｏｖｅｄ　Ｆａｌｌ　图１　１的仿真波形符合图２的理论分析波形。　Ｂｒｉｄｇｅ　Ｚｅｒｏ——Ｖｏｌｔａｇｅ——Ｓｗｉｔｃｈｅｄ　ＰＷＭ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　Ｕｓｉｎｇ　ａ　Ｓａｔｕｒａｂｌｅ　Ｉｎｄｕｃｔｏｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　Ｐ．Ｅ．，１９９３，８（４）：５３０　５３４．　［２］ＳＡＢＡＴＥ　Ｊ　Ａ，ＶＬＡＴＫＯＶＩＣ　Ｖ，ＲＩＤＬＥＹ　Ｒ　Ｂ，ｅｔ　ａ１．Ｄｅｓｉｇｎ　ｏＣｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　Ｈｉｓｈ—Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｈｉｓｈ—Ｐｏｗｅｒ　Ｆｕｌｌ—Ｂｒｉｄｇｅ　Ｚｅｒｏ—Ｖｏｌｔａｇｅ—Ｓｗｉｔｃｌｌｅｄ　ＰＷＭ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　ＡＰＥＣ，　１９９０：２７５—２８４．　［３］　Ｉ　ＢＡＲＢＩ，Ｄ　Ｃ　ＭＡＲＴＩＮＳ，Ｒ　ＰＲＡＤＯ．Ｅｆｆｅｃｔｓ　ｏｆ　Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ　图ｌ】　变换器的一次侧电压、电流和二次侧电压波形　Ｒｅｓｏｎａｎｔ　Ｉｎｄｕｃｔｏｒ　ｏｎ　ｔｈｅ　Ｂｅｌｌａｖｅｒ　ｏｆ　ＺＶＳ　Ｑｕａｓｉ—ｒｅｓｏｎａｎｔ　ｏＣｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．ｉｎ　Ｃｏｎｆ．Ｒｅｃ．，ＩＥＥＥ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｓｐｅ—　４结论　ｃｉａ１．，１９９０，５２２—５２７．　［４］　ＳＡＴＯＳＨＩ　ＨＡＭＡＤＡ．Ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ａ　Ｓａｔｕｒａｂｌｅ　Ｒｅ－　文中对带饱和电感的移相控制零电压开关全桥变　ａｃｔｏｒ　Ａｓｓｉｓｔｅｄ　Ｓｏｆｔ——Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　Ｆｕｌｌ——Ｂｒｉｄｇｅ　ＤＣ／ＤＣ　Ｃｏｎ－　换器的暂态工作过程作了详细分析，着重对零电压开　ｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｐ．Ｅ．，１９９４，９（３）：３０９—３１７．　关实现参数设计和滞后桥臂的死区时间设置进行了讨　［５］　阮新波，严仰光．脉宽调制ＤＣ／ＤＣ全桥变换器的软开关　论，给出了设计方法，并进行了仿真验证，得出结论：　技术［Ｍ］．北京：科学出版社，１９９９．　理论分析和仿真证明：　［６］蔡宣三，龚绍文．高频功率电子学（第一版）［Ｍ］．北京：　１）变换器的饱和电感值要根据饱和电流值和滞　科学出版社，１９９３．　Ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　Ａｎａｌｙｓｉｓ　ｏｆ　Ｐｈａｓｅ—Ｓｈｉｆｔｅｄ—ＦＢ－ＺＶＳ—ＰＷＭ　ＤＣ—ＤＣ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　Ｗｉｔｈ　Ｓａｔｕｒａｂｌｅ　Ｉｎｄｕｃｔｏｒ　ＤＵ　ｄｕｎ　，ＺＨＯＵ　Ｌｕｏ—ｗｅｆ，厶己，Ｚｈｉ－ｇｕｏ２　（１．Ｃｈｏｎｇｑｉｎｇ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｃｈｏｎｇｑｉｎｇ　４０００６７，Ｃｈｉｎａ；　２．Ｃｏｌｌｅｇｅ　ｏｆ　Ｅｌｃｔｒｉｃａｌ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｃｈｏｎｇｑｉｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｃｈｏｎｇｑｉｎｇ　４０００３０，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｃｏｍｐａｒｅｄ　ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　ｔｒａｄｉｉｔｏｎａｌ　ｆｕｌｌ·ｂｒｉｄｇｅ（ＦＢ）ｚｅｒｏ—ｖｏｌｔａｇｅ—ｓｗｉｔｃｈｅｄ（ＺＶＳ）ｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈ—ｍｏｄｕｌａｔｅｄ（ＰＷＭ）　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ｔｈｅ　ＦＢ—ＺＶＳ—ＰＷＭ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｗｉｈｔ　ａ　ｓａｔｕｒａｂｌｅ　ｉｎｄｕｃｔｏｒ　ｈａｓ　ａ　ｗｉｄｅｒ　ｌｏａｄ　ｒａｎｇｅ　ｗｉｔｈ　ＺＶＳ　ａｎｄ　ｓｍａｌｌｅｒ　ｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇ　ｅｎｅｒｇｙ　ａｓ　ｗｅｌｌ　ａｓ　ｓｍａｌｌｅｒ　ｄｕｔｙ　ｃｙｃｌｅ　ｌｏｓｓ．Ｂｙ　ａｎａｌｙｚｉｎｇ　ｈｔｅ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ　ｏｆ　ｈｔｅ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．ｔｈｉｓ　ｐａｐｅｒ　ｓｔｕｄｉｅｓ　ｄｅｓｉｇｎ　ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ　ｏｆ　ｈｔｅ　ｐａｒａｍｅｔｅｒ　ｂｒｉｎｇｉｎｇ　ａｂｏｕｔ　ＺＶＳ　ａｎｄ　ｄｅａｄ　ｔｉｍｅ　ｆｏ　ｈｔｅ　ｓｗｉｔｃｈ，ａｎｄ　ｇｉｖｅｓ　ｏｕｔ　ｈｔｅ　ｄｅｓｉｇｎ　ｍｅｔｈｄｏ，ｆｉｎａｌｌｙ　ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　ｔｅｓｔｉｎｇ　ｈａｓ　ｂｅｅｎ　ｃａｒｒｉｅｄ　ｏｕｔ．　Ｋｅｙ　ｗｏｒｄｓ：ｚｅｒｏ—ｖｏｌｔａｇｅ—ｓｗｉｔｃｈｅｄ（ｚｖｓ）；ｒｅｓｏｎａｎｔ　ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ；ｄｅａｄ　ｔｉｍｅ；ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ；ｓａｔｕｒａｂｌｅ　ｉｎｄｕｃｔｏｒ；ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　（编辑陈移峰）